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ざっくりで申し訳ありません
電子工作に使う抵抗やコイルのインダクタンス、コンデンサの容量は
どのように選定しているのでしょうか
理由があると思うのですが何を根拠としているのでしょうか
>>4
回路全体の仕様・機能から決まる。
その時、例えば抵抗値が506Ωなど、どんな値でも良い訳じゃなく、この場合は510Ωのように、JIS(日本工業規格)やISO(国際規格)で決められた精度(E24系列なE96とか)の中から具体的数値が選ばれる。 >>4
このような質問するときに、
「自分は～と思うのですが」と書いてから、
質問内容を書けば、何を聞きたいのかわかりやすい。 漠然とした質問ですね。回路定数を決める順序としては、
まずどこかから引っ張ってきた回路ブロックをそのままで使えないか検討して、
直さなければいけない場合は、使用条件を満たすように変えていくという感じ。
ゼロから新規の回路を発明するなんてことはまずないからね。
>>4
何のどこに、何のために使うのかで決める
釘で考えると、1mm厚10mm×100mmのバルサを止めるのに15cmの釘は使わない。そもそも釘で(以下略 >>4
抵抗も、コイルやコンデンサのリアクタンスも単位はΩだから
オームの法則が使えるよ 初心者ですが教えてください。
OP AMPに矩形波を入れた時の、出力波形のオーバーシュートの大きさで、麻生余裕が求められると思いますが、
どのような計算式で、求めるのでしょうか？
f特の盛り上がりでも求められると、聞いたことがあります。そちらはどのような式になるのでしょうか？
>>9
「ただし複素数で計算しないといけないよ」と付け加えないと不備がありすぎ。 >>12
コンピュータグラフィックはもちろん機械、建設、建築、電子回路等の数値解析設計・最適化や商品の流通・最適仕入れなど、工学問題から経済学問題に至るまで、ありとあらゆる線形代数が適用される数値計算用途全般で利用される。
非常に重要。 周波数上限のあるホワイトノイズをダイオード検波（正の値のみを抽出）したものはどのようなスペクトル分布になりますか？
単一周波数ならばその通りですが検波は非線形なのでそれらの重ね合わせでは表現できない思います
例えばAMラジオでは高周波を検波して可聴周波数の信号を得ています
私が知りたいのは「同調→非同調増幅→検波」という仕組みのストレートAMラジオにおいてトランジスタ由来のノイズが検波されることで無音時のノイズ（可聴域）がどの程度になるかということです
>>17
単一じゃなくてもフーリエ変換自体はどんな(ルベーグ可測函数)波形でも可能なため>>16の話は一般化できるよ。
ところでAM変調波の検波(整流)だけど変調波の周波数より搬送波の周波数のほうが遥かに高く、また変調波の振幅が搬送波の半分以下であれば、検波(包絡線検波)しても変調波自体の周波数と振幅成分情報は失われていないため適当な低周波フィルタ回路を通せば変調波を復元できる。 >>17
おっと>>18の後半は忘れてください。
ノイズの話だけど搬送波への加算性ノイズとすると検波後はやはりハイ上がりな周波数特性になるかと。
非同調増幅段の後に(同調帯域のみを通す)CRの帯域通過フィルタを入れるだけでも違うような気がするけど。 現物のノイズ測ればいいじゃないか
最終的には何が目的?
>>15
ホワイトノイズは、周波数分布を規定するだけで、信号振幅の情報が無いから
整流後の信号の周波数成分は分からない。
例えば、M系列乱数を±1で出力すると、ほぼホワイトノイズだけど、
半波整流すると、単に振幅が半分になり、全波整流するときれいな直流になっちゃう。
振幅に関する情報を含んでいるガウシアンノイズでさえ答えは決まらない気がする。
なお、単にExcelで乱数列を作るとホワイトノイズかも知れないけど、
ガウシアンじゃなく、一様乱数になっちゃうよ。
また、この信号の直流分をなくすようにシフトした後整流すると
直流分を含むホワイトノイズが得られるだけで、
高域が強くはならないように思うけど、違うかな。 帯域制限信号の非負波形（包絡線波形)の振幅確率分布は、
SNR次第でレイリー分布か仲上・ライス分布になる。
ノイズのみだと、おそらくレイリー分布になるので、
その特性関数がたぶん>>15の求めているものなのかもしれない。 >>18-19
高調波が発生してハイ上がりになるというのは納得できますが私の興味があるのは相互変調によって発生する低周波がどのようになるかということです
フィルタの挿入については試してみます
>>20
実際に作成してノイズが多かったのでその原因として考えられるものが理論的にはどれくらいになるのかを知りたいという単なる好奇心です
>>21
デジタル電子計算は苦手でCが少し分かる程度なのですが挑戦してみます
帯域1MHz程度で3次高調波まで考慮して1秒間分のシミュレーションをするとしても
三角関数や複素数について10^13回程度計算する必要があるので私のコンピュータでは難しそうですが……
>>22
レイリー分布や仲上–ライス分布で考えているのは特定周波数近傍に帯域制限された雑音のようですが
この分布を利用して白色雑音の検波波形についても求めることが可能なのですか？ 無線送受信機では送（受）信機←→同軸ケーブル←→アンテナの間それぞれでマッチングをとりますが送（受）信機の出（入）力に直接アンテナをつけたときにもマッチングは必要ですか？
>>24
はい、必要です。
無線機の中からアンテナコネクターを通してアンテナ側を見た時、
50Ωに見えないといけません。
アンテナは、周波数によってインピーダンスが変動しますので、
変動した時に、そのインピーダンスと50Ωを整合させる必要があります。
50Ωの同軸の先端に50Ωの抵抗をつけるなら、
全身50Ωですので、整合は不要です。 >>25
ご回答ありがとうございます
アマチュア用のトランシーバのような所謂無線機ではそのようですがラジオやラジコンのコントローラもマッチングをとっているのですか？
それらは長さ可変のロッドアンテナを使用しているのでアンテナのインピーダンスは一定にならないのではありませんか？ 初心者ながらに質問をさせてください。
http://akizukidenshi.com/catalog/g/gI-09362/
こちらの素子を使おうと思っているのですが、データシートの入出力ピンの配線について、
1番をVcc(5[V]),3番をGND(0[V])とし、4番に2.5[V]を印加しているときは2番の出力電圧が(2.5±X)[V] (X:磁束密度に応じたホール出力電圧 Vh-B特性参照)
となるという認識で合ってるでしょうか？ >>26
マッチングしないと、終段が出力したエネルギーが空中に出ず、回路側に戻って回路が消費する。
発生する問題は、
電波が飛ばない。回路が無駄にエネルギーを消費、など。
大電力出力だと終段が壊れたりする。
ラジコンなどの微弱電力なら、単に電波が飛ばないだけ。 >>26 いいところに気付いてるなぁ。
ラジオやラジコンのロッドアンテナはさほどインピーダンスマッチングしてない。
でも極端に違うわけでもない程度。
FMラジオなんか良い例だけど、周波数範囲が広いし、アンテナ長さも一定しない。
なのでそういうアンテナを使う前提で性能を満たすように回路設計してあることが多い。
汎用受信機だとマッチングはあまり突き詰めないことがことが多い。
微弱送信機も似たり寄ったり。むしろマッチングを取ると、設計意図よりも電波が出すぎる可能性がある。 >>26
最初に言おうよ、ラジコンなどのアンテナって。 回路が動作して使えている、ということと、使い方が合っている、ということは違うと思う。
ホール素子自体は、均質な半導体片に電極を付けたのものじゃなかったっけ。
電圧電極に低インピーダンスな電圧源を繋ぐと、図の4→3のような電流が流れるのではないかと思う。
1→3の電流をもとに2-4間に発生する電圧で磁界を検出するという本来の動作とは違うのでは？
2, 4 には計装アンプ (instrumentation amplifier)をつないで、それで受ける
んじゃないかなあ。
>>36
普通はそうしますね。
といいつつ、しばしば使ってきたのに、ホール素子のしくみを考えたこともなかった。
何か磁界を感じる不思議ななもの、みたいな感じでブラックボックスだった。
あらためて調べてみると面白い。
>>35の絵もまずいかな。電流電極の幅は広く、電圧検出電極は小さく描くべき？ Ｎ基板かＰ基板か調べるとき使いますよね。知らんけど
ホール素子について質問した者です。亀レスになり、申し訳ございません。
早速、計装アンプを買って実験してみようと思います。
大変参考になるレスの数々を頂き、ありがとうございました。
トランジスタを用いたスーパーヘテロダイン受信機の混合回路について質問です
大抵の回路ではトランジスタ1つで局部発振と混合を行っていて
局発周波数のハートレー発振回路と中間周波数の同調増幅回路を組み合わせたようなものに受信周波数の信号を入力した構成です
この回路構成でコレクタ電流の変化分には局発周波数の信号と受信周波数の信号を重ね合わせた和しか現れないと思うのですがなぜ2つの信号の積が現れるのですか？
>>40
トランジスタの特性が非線形だから
たとえば入出力特性がf（x）＝ax^2+bx+cだったら
f（x+y)=ax^2+2axy+ay^2+bx+by+cになる
この2項目を取り出せばいい >>40
ポイントは入出力間特性の非線形性。
これをぐっと単純化して説明すると２つの入力aとbがあって出力がdとすると線型であれば例えばd=a+bでaとbの積の項は出ないが、非線形特性として例えばd=(a+b)^2を考えるとd=a^2+2ab+b^2となり中央の項にaとbの積が現れる。
ここでaとbの各々に違う周期θとφの周期関数(例えばsin関数など)を割り当てて(三角関数な)積を計算すると必ず周期がθ+φの項が現れる。
トランジスタや真空管の入出力間特性には必ず非線形性があり、それは多項式d=Σi(a+b)^i(i=0..n)に近似可能なので上記の説明は一般的に成立する。
逆に完全な線型性は実現できないため例えば音響アンプの歪み率などは性能の高さの表現として広く使われる。 発端は10kオームのマイクが使われていたスピーチアンプに
600オームのマイクを繋いだら使い物にならなかった事です。
そこでトランスのように、低→高インピーダンス変換と昇圧をするのに
ベース接地増幅が使えるのではないかと思ったのですが、
音声増幅の実用回路例は「ただの一つも」見つかりません。
そこで質問ですが、
ベース接地を低周波で使いたがらない理由は何ですか？
増幅度がインピーダンス比とすると、トランスの場合の二乗になって
高すぎると思うのですが、負帰還をかけることはできるのですか？
>>43 音声周波数ではそれに見合う用途が無いだけだと思うよ。
低周波だと、そもそも低→高のマッチングさせる必要性もないし。
一応、広帯域増幅の用途でエミッタ接地+ベース接地の組合せが使われることはある。
あと単体で負帰還はかけられない。（同相増幅なので） >>41
>>42
ありがとうございます
高調波歪は基本波よりも十分に小さいものだと思っていましたが同調回路（IFT）を用いることで取り出せるのですね >>43
その昔、レコード用に可動コイル型(mc型)カートリッジと言うものがあった。
一般的なmmカートリッジに比べインピーダンス数十Ωで電圧が数十μVだった。
そのためのアンプとして、ベース接地が使われたのを見たことあるよ。
今探しても作例が見つからないね。 MC型カートリッジか、なつかしいね。
トランス使うかアンプ作るか大分悩んだ想ひ出。
当時はコバルド系希土磁石だったけど、今ならネオジムでもっと出力を大きく出来るんじゃないだろうか。
逆にMM型も高性能になるのだろうな。
熱雑音的にベース接地の方が有利だったかなぁ。
よく覚えてない。
低雑音の金属皮膜抵抗を使いなさいと言われる場所だった。
でも熱雑音を考えるとトランスが最強。
皆さまおはようございます
「エミッタ接地がある以上、ベース接地は使う必要がない」
というのは実用ノウハウとしてはよく分かるのですが、
やはり原理を知りたいところです。設問的にいうと「不都合な点を述べよ」です。
同相なので不帰還はかけられない、というのは、「ああ、やっぱり」
で良く理解できました。(これさえも明記した入門書は皆無ですね)
なるほど「トランジスタ一個では負帰還を利用した回路が作れない」は
明らかに一つの不都合でしょう。
他に何かあるのでしょうか。
>>50
バイポーラ・トランジスタの接地三方式の違い(特徴)を原理的に理解したいときは「hパラメータ」モデル(等価回路)を調べてみるといい。
これにCob、Cib、Icbo等を加えると動特性も含めて回路理解に役立つ。
現場では、その上でhパラメータの一部をもっと単純化(hFE=∞、hOE=0...)して設計変数を決めて(シミュレータで数値の絞り混み)いくのが一般的かと。 >>50
>>43で言ってるのが
ベース接地を初段に持ってきた回路が「ただの一つも」見つかりません。
というのであれば電流帰還型オペアンプやアキュフェーズ、マランツのアンプで昨今主流
マイナス入力側でメジャーループNFBに使われることが多い
そうじゃなくて
入力インピーダンスが低い(26Ω以下？知らんけど）「製品が」「ただの一つも」見つかりません。
というのなら、そうだろうね、普通は売ってない
自作界隈では低入力インピーダンスのマイクアンプ、MCヘッド／イコライザアンプ、パワーアンプは
そんなに珍しくないというか、熱心な(以下略
探せばネットにも本屋にもある
エミッタ接地をベース接地の代わりに使うのは、まあ好きならそれでいいけど、妥協にもならない >>50 ベース接地は、入力インピーダンスが極端に低いこと。
1mAの動作点なら26Ωぐらい+αぐらい低い。
そして出力インピーダンスがかなり高いことが特徴。
低周波増幅器に求められる機能は、一般に、入力インピーダンスが高く、
出力インピーダンスが低いこと。
欲しい特性と真逆の特性なので、「一般的」な低周波用途では
「不都合な点」が目立つ。じゃダメかい？ 何が欲しいかはひと様々だけど
入力インピーダンスが極端に低くて、出力インピーダンスがかなり高くないと
とくにフォールデッドカスコードで欲しい性能が出なくなって
差動1段増幅のキャッチコピーで欲しがるひとに応えられなくなる
フォールデッドカスコードは一般的な低周波用途ではないという意見はその通りかもしれません
26Ωという数字が何回か出ているけど、
ベース接地の時のエミッタから見た入力インピーダンスは、
常温(300K)近辺で26/Ie Ω。(IeはmAで表記)。
Ie = 1mAの時に26Ω。
エミッタ電流を減らすと、インピーダンスは高く、電流を増やすとインピーダンスは低くなる。
この関係を利用してアナログ乗算器が作られる。
なるほど、現実は1mAでも26オームあたりとか、確かにとても低いですね。
それなら「使える場所が限られるため」という理由で納得できます。
それは別としてなのですが、
>>44
>>低周波だと、そもそも低→高のマッチングさせる必要性もないし
というのがよく分からないのですが、例えば600オームのマイクというのは
600オームの負荷のときに特性が保証されるというものではないのですか？
レコードのピックアップにしても機械振動のトランスデューサーなのでしょうから
負荷で動作が変わるようにも思えるのですが。 > 例えば600オームのマイクというのは
> 600オームの負荷のときに特性が保証されるというものではないのですか
基本 yes だ。マイクやフォノカートリッジなどでは、標準負荷抵抗を表す。ただ 600オームという
のは昔のカーボンマイクの標準出力抵抗で、その時代は素子そのもののの特性だった。
現代でもスピーカーの 8オームなども素子そのものの特性だ。
機械・電気変換素子の場合、標準より低い抵抗で受ける（ないし駆動する）と制動が良くなって
締まった音になる。逆だとにぎやかになる（これはオカルト・オーディオの話でなくて、聴けば
だれでも一発でわかる）。だから標準はそれとして、実際にどのような抵抗で受けてやるかは
設計者の腕のみせどころ。MCカートリッジは100オームくらいが標準負荷抵抗に設定されている
けど、2kΩくらいで受けるときらびやかで良い音になるよ。ためしてみるとよい。
>57にぎやかになる（これはオカルト・オーディオの話でなくて、聴けばだれでも一発でわかる）。
この言い回しは十分にオカルチックだろう。エコーがかかるとでも表現してくれ。
オーディオでベース接地の嫌われるのは、エミッタ電流(ほぼコレクタ電流)をバイアスに与え
なければいけなくて、バイアス回路設計が面倒というのがあるんじゃないかなあ。コンデンサ
で切りたくても、低インピーダンス回路だからやりにくい。
高周波だと空芯のトランス入力にできるので、バイアス電流を流してもよいけど、初段の増幅率は
エミッタ接地にくらべて 10倍くらい低くなる。NFの設計上、不利だ。昔は高周波特性のよい
トランジスタがなかったのでやむをえずベース接地を使ったけど、いまは特性のよい素子もあって、
さらにカスコード接続（エミッタ接地とベース接地の組み合わせ）すれば両者のよいところ
を合わせた特性も実現できるので、ベース接地の単独はあまり使われなくなった。
> エコーがかかるとでも表現してくれ。
まあそんなところだね。風呂場で歌をうたっている、とか。
>>57
600オームがそこから来ているとは知りませんでした
>>59
なるほどトランスが気楽に使えれば自由度がずっと高いですね
他にもこの質問を発端に色々と知ることができました
ありがとうございました エコー?単にひずみじゃない?
APF特性でも持つのか?
600オームは当時の裸線の電話線で損失が一番少なくなる条件(特性インピーダンス)が600オームだったからと聞いた事がある。
それに合わせてカーボンマイクも600オームになったようです。
>>63
裸線のインピーダンスって、どう言うこと？ >>64 大昔のケーブル化される前の電話線で、裸銅線を電信柱に架設するタイプ。
電力線みたいに、碍子を使って絶縁する奴だな。
直径4mmの硬銅線で線間距離が30cm程度だと、線路インピーダンスが約600Ωのほぼ純抵抗になる(1kHzで)
もちろん裸銅線なので天候によって特性が変わる。 テキトーにしか見えない文だな。
かってのテレビ用平行二線、リボンフィーダーが300Ω、UHF用めがねが200Ω、からみて30㎝も離した電線で600Ωとは思えんが。
>>66
Z0=276log 2D/d の式に当てはめると635Ωになるから大体あってるでしょ。 >>66
典型的な思い込みによるエラーだな。
思い込みで人に当たり散らすタイプか。 dはせいぜい数mmでしよ。
ちなみにテレビ用の平行フィーダーは絶縁体に樹脂を使ってるから誘電率が違うので比較はできない。
>>66 もう少し詳しく書いてみる．
直径 4.2mm硬銅線で 30.6cm 間隔かつ電信柱に架設した条件で、
L = 0.9213 log (30.6cm/0.21cm) +0.1uH = 2.11mH/km (実測 2.08mH/km)
C= (12.09×10^-3)/ log (30.6cm/0.21cm) = 5.58 nF/km (実測 5.68nF/km)
R = 2.568 Ω/km （実測 2.55Ω/km）, G= 0.18 uS/km (晴天時の代表値)の条件で
Z={(R+jωL)(G+jωC)}^(-1/2) = 607-j58 Ω
(実測 610-j57Ω at 1kHz) というのが内訳．
昭和中期には既に架空裸線がケーブルに置き換わっているはず．
資料を見ると，明治期とは違って2.9mm線が多く，
線間は20cmまはた28cm程度が標準だったようだが，その条件でもZ=600～650Ω程度
（ただし、無装荷回線に限る） >>72
無装荷って、何ですか？
無負荷とは違うんですよね？ わからない言葉が出てきたら、まずぐぐる。かな。
タイポを疑ったようなコメントと思われてもいまいち。
>>74
そうかせんりん、か？
それは食えないぞ
loading coil = 装荷線輪なので、
負荷と言いたくなる気持ちも、
やっぱり ない。 装荷、って伝送理論が未成熟だったころの産物なんでしょか
いや、並行2線式の伝送で、Cが増えるから、所々でLを入れて、
広い意味でインピーダンスを合わせるのではないかな。
反射を無くそうという方法。
東海大学の創始者、松前重義氏は「無装荷ケーブル」を発明して通信技術の発展に貢献した。(Wikipedia)
>>78
真空管の普及で意味を失っていった(広い周波数帯域を使うの多重伝送だとむしろ有害)だけど、
増幅素子がなかった時代では、装荷自体は理にかなってた。 >>81
ある意味、分布常数的にして並行フィーダーに近づけてるわけだな
並行フィーダーって間隔狭くして75オームくらいにしたら損失多くなるんだろうか？ >>82 並行2線を75Ωで使ったら損失が大きくなるようだよ。
かなり2線を近づけないとそれぐらいにならないが、実際にそれぐらいにできるのかな。
一応、75Ωだと線間距離s 導体直径dとして、s/d=1.2だから線径の20%しか間隔が空かないのか。
直径1mmの線なら0.2mmの絶縁距離しかない。
伝送線路トランスで太めのUEWをバイファイラ巻とかにしたら、これぐらいかな。
最も2線が接近してそうな実用ケーブルの電話線であっても、
インピーダンスは1MHzで105Ω～120Ωだし、実用的な距離の高周波伝送路としては厳しいかもね。
最小損失という点から考えると、導体径 d が一定なら線間距離 s が大きくなるほど損失が少ない
（放射損が無視できる程度の周波数なら）
間隔 s が一定なら、真空中で170Ωぐらい(s/d=2.17)が最小損失インピーダンスとされる。
s/dが6ぐらいまでなら、あまり損失が増えないので、Z0=300Ωや200Ωが昔の高周波フィーダ規格に採用されたみたい。 >>83
VHFの300Ωフィーダーの、誘電体は何になるのでしょうか？
あの薄い茶色い樹脂なのか、くうきなのでしょうか？ うん、色々と勉強になるわ
定番の数字にはそれなりに根拠があるんだな
アホな質問で申し訳ありませんが1つ教えてください！
疑問に思ったのが、交流でのコイルとコンデンサがある意味がよくわかりません。
位相差が出るんだったら抵抗だけでいいんじゃね？計算楽じゃんって思ってしまうのですが、何でコイルとコンデンサが回路に組み込まれてるのでしょうか？
コイルとコンデンサーで
インピーダンス発生だろ
それって抵抗と同じ効果があるし損失が小さい
大雑把な質問なので大雑把に答えると
理想的なコイルやコンデンサーに正弦波交流電圧をかけて電流が流れても電力を消費しない、抵抗だと電流の二乗に比例して電力を消費する
理想的なコイルとコンデンサーを組み合わせると正弦波交流に対する抵抗が無限大になったり無になったりする
またコイルやコンデンサーは電気エネルギーを貯めることができるetc.
電力系の話になるけどモーターとかトランスとか世に出回ってる実用機器が誘導性リアクタンスだから効率を上げるためにコンデンサがある
それ以外にもコンデンサとかコイルはいろいろ用途があるので世の中にたくさんある
それより、コイルとコンデンサが回路に組み込まれてる意味がよくわからないって
位相差がどうのこうのとか以前の問題の気がする
頭ごなしに電気回路計算やらされてて、そもそも何でコイルとか計算に邪魔なものあるの？
っていう学生とか受験生の話だろうな
>>87
そもそも純抵抗だけだと位相差なんてでないし 
